| 基于一個公共直流信號的無刷直流電動機(jī)的電流控制方案
摘要：
本文介紹了一種直流無刷電機(jī)的簡化電流的控制調(diào)制技術(shù)。它基于類方波電流的產(chǎn)生僅使用一個電流控制三相。這種方案的優(yōu)點(diǎn)有：
a)控制電路非常簡單；
b)相間電流保持平衡；
c)避免了在扁平板中檢測直流連接電流的困難：
d)僅通過一個直流分量控制電流。
這些特點(diǎn)允許使用三角形載波器作為功率晶體管的電流控制方案，相對于其它選擇，它更易、更優(yōu)。使用電子模擬器的計(jì)算機(jī)仿真( PSIM)，已顯示了這一解決方案的優(yōu)良特性及其簡易性。例如在階躍響應(yīng)和反相條件下，使用一個15kw的電動機(jī)逆變器系統(tǒng)所做的一些試驗(yàn)顯示了它在穩(wěn)定狀態(tài)和過渡狀態(tài)時(shí)的****表現(xiàn)。
關(guān)鍵詞：電機(jī)換流系統(tǒng)，功率晶體管，PSIM.
1 引言
在電力牽引及其它一些應(yīng)用中，需要電動機(jī)有一個寬范圍的速度和轉(zhuǎn)矩控制。直流電機(jī)能滿足這些需要，但這些電機(jī)需要周期性的維護(hù)。交流電機(jī)像感應(yīng)電動機(jī)、永磁無刷電動機(jī)沒有電刷和換向器，它們的轉(zhuǎn)子由于不存在電機(jī)換向器或者滑環(huán)而很牢靠。這就意味著只需要很少的維護(hù)。這也提高了功率／重量比及效率。連續(xù)控制得到了長足的發(fā)展，它給電力牽引設(shè)備[1]、[2]提供了很高的動態(tài)表現(xiàn)。然而這種拉制類型很復(fù)雜。對電力牽引設(shè)備的控制，在硬件上，永磁無刷電機(jī)的發(fā)展使得它有了一個很大的簡化[3l-[5j。時(shí)下，用于電力牽引設(shè)備的兩種永磁無刷電動機(jī)最流行：
(1)用正弦波電流驅(qū)動的永磁同步電動機(jī)(PMSM)
(2)用類方波電流驅(qū)動的永磁直流電動機(jī)(BLDCM)
這兩種設(shè)計(jì)消除了轉(zhuǎn)予銅損耗，和傳統(tǒng)的感應(yīng)電動機(jī)相比，能得到很高的峰值效率（20到l00kw的釹鐵硼電動機(jī)在百分之95）。面且，PSM及BLDCM的功率／重量比高于相應(yīng)的鼠籠式感應(yīng)電機(jī)。上述特點(diǎn)及高可靠的控制使得這一類型電機(jī)成為為電氣機(jī)車應(yīng)用中的一個強(qiáng)有力的牽引系統(tǒng)[6]。
本文介紹的這種研究用來給出一個簡易及高效的調(diào)整控制系統(tǒng)，它會給出很好的電流波形。為了實(shí)現(xiàn)這些目標(biāo)，基于以下優(yōu)點(diǎn)選擇了BLDCM:
(l)類方波電樞電流主要由通過它們的****幅值決定，它直接控制電機(jī)的轉(zhuǎn)矩；
(2)軸的位置傳感系統(tǒng)僅需要輸出六個數(shù)字信號來控制逆變器的晶體管；
(3)由于晶體管本身存在的延遲時(shí)間，逆變器性能很可靠。
第一個特點(diǎn)允許設(shè)計(jì)一個電路僅用來控制一個直流分量，它代表了梯形方波電流的****幅值Imax。第二及第三個特點(diǎn)允許減少其它電機(jī)所需的復(fù)雜電路，允許自同步過程來操縱電機(jī)�？刂朴糜跔恳O(shè)備的BLDCM的最流行的方法是通過電壓源電流控制的逆變器。逆變器必須提供一個類方波電流，它的****值Imax和電機(jī)軸的輸出轉(zhuǎn)矩成正比[7]。然后，通過控制相流，轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速都能得到調(diào)整。有兩種方法控銣BLDCM的相電流：
(1)通過對相電流的檢測，相電流通過比較使它跟隨一個類方波形模板
(2)通過對直流連接電流的檢測，贏流連接電流用來得到相電流的****值Imax
在第一靜情況下，控制是復(fù)雜的，因?yàn)樗枰a(chǎn)生三相類方波形電流模板，各相相差120度而且，三相電流模板很難跟隨電機(jī)電流，因?yàn)橐肓讼辔灰苿雍脱舆t[8]。在第二種情況下，很難檢測直流電流，因?yàn)樵诠β誓孀兤髦械木w管和直流電容的連接是用扁平板做的，用來減少漏感。因而，很難連接一個電流傳感器。為避免這些缺點(diǎn)，本文中等效的直流電流是通過檢測電樞電流得到的。這些電流被整流，從而獲得了對應(yīng)于原始的相電流的最少值，的一個直流分量。然后這一直流分量被用來驅(qū)動BLDCM。這一方案的優(yōu)點(diǎn)有：
(1)定子電流完全由它們的****幅值決定
(2)三相都由同一個直流分量控制，因而相電流定被保持在完全相同的****幅值Imax上
(3)不需要檢測直流連接電流
這些特點(diǎn)允許采用三角形載波器作為功率晶體管的電流控制方案，這比其它調(diào)制方法容易待多、精確得多。
2建議的控制系統(tǒng)
建議的控制方案系統(tǒng)如圖1所示。系統(tǒng)的運(yùn)行過程如下：電動機(jī)是無刷直流類型，電樞電流的波形是類方波的。這些電流通過電流檢測器檢測到，并轉(zhuǎn)變?yōu)殡妷盒盘�。然后這些信號被整流，從而一個有著****電流值的直流分量就得到了，如圖1所示，這個直流信號和一個希望的的參考電流IREF相比較，得到誤差信號e(t)。這個誤差通過PI控制給逆變器的所有六個閥門產(chǎn)生了PWM，逆變器的六個閥門被轉(zhuǎn)軸位置傳感器相繼地觸發(fā)。轉(zhuǎn)矩是由IRE，直接控制的。IREF的參考值越大，產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩越大。這種方案變得很簡單，因?yàn)榭刂苾H需要控制一個直流電流，而不是三個交變波形。這種方案的另一個優(yōu)點(diǎn)就是，使用一種可行的******的控制方案，卻三角形載波器調(diào)制方案就可以實(shí)現(xiàn)電流調(diào)制，三角形載波器調(diào)制方案額外提供了如下的一些優(yōu)點(diǎn)：
(1)開關(guān)頻率由三角形載波器決定
(2)當(dāng)使用三角形載波器后，用建議的方法跟隨模型的能力變得非常精確
(3)硬件的實(shí)施非常簡單
控制方案也允許再生制動，在許多應(yīng)用中這一點(diǎn)很重要，如在電氣機(jī)車中，能量可以反饋到電池組件。為了制動電動機(jī)（再生制動），定子磁場必須被反相。改變位置檢測器所給信號可以實(shí)現(xiàn)這一動作。圖2示出了六個極（三對極）電機(jī)的定轉(zhuǎn)子的磁場。位置檢測器每360度電角度區(qū)分有六個位置。當(dāng)電動機(jī)運(yùn)行時(shí)，轉(zhuǎn)子順時(shí)針轉(zhuǎn)動。當(dāng)施加一個制動信號時(shí)，定子磁場反相180度電角度。這一動作在轉(zhuǎn)矩方向上產(chǎn)生一個瞬時(shí)變化，使得電機(jī)速度很快得到減小，并開始把能量反饋到直流電源。在電機(jī)反向旋轉(zhuǎn)時(shí)可使用同樣的方案。
3電路設(shè)計(jì)
驅(qū)動系統(tǒng)由一個三相20kW逆變器、一個16 (HP) BLDC永磁電動機(jī)、和一個直流電源組成a檢測系統(tǒng)分為兩大部分：位置檢測系統(tǒng)和電流檢測系統(tǒng)。第一個系統(tǒng)基于置于電機(jī)內(nèi)部的三個霍爾傳感器，以及置于轉(zhuǎn)子上和電動機(jī)極數(shù)相同數(shù)量的磁盤。第二個檢測系統(tǒng)（電樞電流）基于置于電動三相中任意一相的兩個LEM模塊。不需要檢測三相電流，因?yàn)椋?/DIV>
(1)沒有中性點(diǎn)連接，因而第三相電流可由另兩相得到
(2)盡管前一原因足以說明只需使剁兩個電流檢測器，但還有一個原因可說明只需一個檢測器：電流的檢測只需得到其****值Imax。（位置檢測器給出相移和順序）。假定僅有一個檢測器，他可以在2/3周期(240度)內(nèi)得到電流Imax的信息。對于另外的120PwM可以以同樣的占空度維持直至獲得下一個電流Imax的信息。在電機(jī)繞組和逆變器特性正常的平衡條件下，一個檢測器系統(tǒng)可以工作得很好，并有慢的動態(tài)運(yùn)行。然而，在一般條件下至少擁有兩個電流檢測器會更可靠、更精確，它會給出多余的信息。圖3示出了通過一個相電流檢測器及兩個電流檢測器到電流Imax的方法。顯然，在兩個60度的間隔中沒有得到Imax信息時(shí)，只要PWM保持不變的占空度，一個電流檢測器得到的信息是可用的。然而，如圖3所示兩個檢測器的信息是完整和多余的。
(a)a相電流(b)僅使用一相被整流的電流信號，120度無信號
(c)b相電流(d)使用2相被整流的電流信號有完整的Imax信息
前已述在直流環(huán)節(jié)使用一個電流檢測器是不行的，因?yàn)樵诰w管和電解電容之間使用平的銅板，電源逆變器是不會工作的。這是構(gòu)建電源逆變器的同一方法，否則直流環(huán)節(jié)和晶體管間的泄露電感會變得很大，產(chǎn)生的過電壓會損壞晶體管。
圖l中的調(diào)制器控制具有數(shù)模電路次模塊（比較器、PI控制器以及加法器）。前已述及，直流信號Imax通過對相電流的整流得到。整流系統(tǒng)使用鍺二極管減少由逆變器中使用的二極管的固有電壓降引起的非線性問題。然而，僅當(dāng)電流值小于Imax ( 120A)名義值的百分之3時(shí)，這個問題才值得考慮。這樣，在假定方法的運(yùn)行中這不是一個嚴(yán)重的問題。
電流Imax和給定的參考電流Iref比較，得到誤差信號e(t)。它通過PI控制器，所得輸出與一個有固定幅值和頻率的三角波比較。這樣就供給電機(jī)的三相繞組一個共同而唯- PWM。這個一致的PWM模式以及位置檢測器所給的信患就可為每個晶體管產(chǎn)生控制信號。PWM控制****值Imax，位置檢測器決定PWM何時(shí)加到哪個晶體管，為電機(jī)的旋轉(zhuǎn)產(chǎn)生一個正確的時(shí)序。圖4示出了位置檢測器的數(shù)字時(shí)序。
4 電流控制器設(shè)計(jì)
電流控制器的調(diào)制始于三角波的幅值、頻率的決定以及PI控制器的增益。為了得到運(yùn)行于載波頻率的PWM信號，調(diào)整參考電流保持于參考值上下來進(jìn)行控制。圖5示出了通過反饋信號Imax (t)控制定予電流的方法。M1的上升斜線和m2下降斜線是直流源和電機(jī)模型的一個函數(shù)反映。電機(jī)模型包括相間自感和反電勢【9】。這樣，基于載波器的****誤差emax會依賴于m1和m2斜線，在工作點(diǎn)及載波頻率。這個情況可用數(shù)學(xué)式表達(dá)，借助于圖5，如下所示：
式(1)中的x代表了當(dāng)電流增加時(shí)載波器周期T的一個分?jǐn)?shù)。根據(jù)這個等式，x定義了PWM模式的理想輸出。這樣，控制參數(shù)必須根據(jù)x來調(diào)整。注意Epp代表信號的峰峰值誤差。
根據(jù)圖5所給定的時(shí)間，如下的關(guān)系可寫成：
這時(shí)，當(dāng)電流Imax變大時(shí)，誤差e(t)可寫為如下模式
 如果****值的變化率為I：a，那么e c(t)的表達(dá)式變?yōu)槿缦滤?/DIV>
另一方面，PI控制器的輸出可表為
現(xiàn)在如果我們假定電機(jī)運(yùn)行是穩(wěn)定的，在穩(wěn)定狀態(tài)下運(yùn)行時(shí)，這就意味著
在t1和t2時(shí)，三角形載波器和PI控制器有相同的值，因?yàn)檫@是PWM產(chǎn)生的端點(diǎn)。
由(7)及(8)，可以得到Kp和 (9)、(lO)
這時(shí)，由(2)、(9)和(10)，可作如下假定(11)、(22)
把(12)代入(6)得到K1值（13）
4.1第一種設(shè)計(jì)條件
基于三角波發(fā)生器方法的P \n-i必須設(shè)定一個低于（或等于）載波器的交越頻率。這個條件可表述如下
換句話說，Pl控制器的斜率不能超過載波器的。式(14)給出了與載波器的幅值(A)、頻率(f)以及比例增益（Kp）相關(guān)的設(shè)計(jì)條件。另一方面，用直接的方法沒有得到與積分增益（置，）相關(guān)的表達(dá)式。
4.2第二種設(shè)計(jì)條件
為了得到(8)中已提到的K1在起始點(diǎn)，認(rèn)為積分增益是與載波器頻率相同的比例增益產(chǎn)生。然而，使用(6)及圖6，可得到如下的一個近似表達(dá)式(  為達(dá)到閉環(huán)控制，需要估計(jì)穩(wěn)態(tài)條件下積分誤差。一種方法是假定積分的值比在初始階段由積分器的誤差所給的值要高。借助于圖6這可以得到很好的解釋。這樣，使用(15)式及圖6所給的假定，PI控制器的標(biāo)準(zhǔn)可以得到初始化。
5仿真
因?yàn)樵O(shè)計(jì)條件依賴于電機(jī)的速度，控制調(diào)整到lOOOrpm的速度。另外，電機(jī)以如下的每相參數(shù)得到仿真：R=12mΩ，L=150μH，|eδ|max=20V／Krpm。電源逆變器假定是理想的，直流電源設(shè)定在144Vde。所有這些值是和真正的參數(shù)相一致的。下一步是得到x值和emax的值。考慮完這些情況后，可以得到m1和m2的值。
這就意味著在l000rpm時(shí)，百分之63.9占空比的PWM相應(yīng)于參考值有±7.383A的****誤差。比例增益設(shè)定在任意值10。因?yàn)?14)和(15)是有一個自由度的系統(tǒng)，這就變得可行了。另一方面，載波器的頻率設(shè)定在10000Hz (15kHz)�？赏ㄟ^(14)來計(jì)算三角波發(fā)生器(A/2)的幅值。
現(xiàn)在，常量M的值可由(12)得到，由(17)的結(jié)果有
假定Iref有****值l00A，用(16)的結(jié)果，可計(jì)算K1
圖7 BLDCM電樞電流從50到100 (A)的漸進(jìn)變化：為了礙到仿真，使用了Powersim技術(shù)公司的電力電子仿真器(PSIM)軟件。圖7示出了電機(jī)每相電流隨著參考電流Imax從50到100安培的相應(yīng)變化。從圖中可看出，電流波形僅在它的扁平區(qū)域(Imax)有一個很高的調(diào)制水平。這是因?yàn)槭褂玫恼{(diào)制方法是通過Imax而不是一個類方波。
圖8的仿真結(jié)果在細(xì)節(jié)上示出了兩個電樞電流的交越過程（一相開另一相關(guān)）。參考電流Iref= 50A。圖8(a)示出了在lOOOrpm轉(zhuǎn)速下的電樞電流和控制信號。在2000rpm轉(zhuǎn)速下的同一信號如圖8(b)所示�？刂菩盘杹碜杂趫Dl中的****的P掰，它來自于三角波發(fā)生器和軋輸出的比較。能夠看到，PWM直接控制六個晶體管的關(guān)斷，它通過位置檢測器給出的換相選擇。換相過程中，誤差信號e(t)變得很大，但是一旦換相結(jié)束，控制會使情況保持在正常條件下。
6試驗(yàn)結(jié)果
為了評價(jià)假定的控制方法做了一些試驗(yàn)。試驗(yàn)的硬件執(zhí)行如圖9所示。
機(jī)械負(fù)載是一個直流電機(jī)。BLDCM是Solectria公司生產(chǎn)的一個電機(jī)（型號BRLS16，144V，120A，六極，百分之94的峰值效率）。在我們的電氣設(shè)備中用到了IGBT逆變器(額定值：150Vdc，150A)。逆變器在三相全波整流器后，在直流電源部分裝有晶閘管。這個晶閘管可以允許BLDCM的電源反相。如圖9所示，相電流可以導(dǎo)入也可以儲存在PC機(jī)里進(jìn)行分析。
圖10比較了兩種方法下的電流。圖10(a)示出了用類方波模板和基于周期取樣方法的電流控制器[8]的電流波形。另一方矗，圖10(b)示出了用假定的方案下的電流波形，即給三相和基于三角波發(fā)生器的電流控制器以相同的PWM模式。兩種情況下開關(guān)頻率都調(diào)整到4kHz。電流波形在質(zhì)量方面的不同變得非常明顯。用相同的PWM模式和周期采樣的試驗(yàn)說明了在兩者之間的結(jié)果。同樣的可以使用在類方波模板和三角波發(fā)生器時(shí)。簡言之，用假定的方法得到了****的結(jié)果。
圖l示出了大約是80A直流電流時(shí)的電流波形。在電機(jī)軸上有負(fù)載的情況下電機(jī)轉(zhuǎn)速是1430rpm可以看到相電流很干凈。還可以看到，因?yàn)榻o三相的/--是相同的，相電流保持了平衡。在其它轉(zhuǎn)速、參考電流下的電流表現(xiàn)出相同的很好的特性。
圖12示出了在參考電流從Imax=50Adc變到Imax=l00Adc時(shí)的變化過程。值得指出的是，電流的大小很穩(wěn)定并且沒有擺動。
圖13 (a)示出了在參考電流，…從50A變到80A，電源反相時(shí)的過程。直流電源電壓是Vdc=120V，三角波發(fā)生器的頻率fc=l5kHz。給出了相電流ia和ib 。另一方面，圖13(b)示出了電流ib瞬時(shí)情況下的細(xì)節(jié)(見圖13 (a)中表格）。圖中示出了PI控制器的輸出，三角波發(fā)生器和PWM�？梢院苡腥さ乜吹剑琍I控制器的輸出在轉(zhuǎn)變過程中變得非�？�，試圖盡可能快的產(chǎn)生一個反相電流。
7 結(jié)論
本文介紹了控制直流電機(jī)無刷電機(jī)的一個不同的方案。它儀使用一個電流控制器就可控制三相的類方波電流的產(chǎn)生。這一方案的優(yōu)點(diǎn)有：
(a)非常簡單的控制電路；
(b)相電流保持平衡；
(c)通過一個直流分量控制電流，因而消除了過大的相電流。
這些特點(diǎn)允許使用三角波發(fā)生器作為功率晶體管的電流控制方案，這比其它選擇更簡單、更精確。通過和傳統(tǒng)技術(shù)的比較，可以看出使用這種調(diào)制技術(shù)的控制方案的優(yōu)良特性。用l5kW逆變器的一些試驗(yàn)示出了在穩(wěn)態(tài)和暫態(tài)響應(yīng)下波形的優(yōu)良特性。目前，在使片}這種方法的工作集中在DSP的使用上。運(yùn)用德州儀器的TMS320F241的一個DSP控制器，可以得到一個很好的結(jié)果。這個想法給出系統(tǒng)盡可能多的機(jī)動性，進(jìn)而研究用其它可選控制下的系統(tǒng)表現(xiàn)，例如只需要一個相電流控制器的情況。
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